第4章 电动汽车充电站电能质量治理
4.1 电能质量治理方法的分类
目前,电动汽车充电站电能质量治理方法主要有受端治理、主动治理和被动治理三种[34]。从受端治理方面来说,主要是提高受到谐波影响的设备或系统的抗谐波干扰能力。主要措施有:(1)选择合理的供电方式,将电动汽车充电站由较大容量的供电点或由高一级的电压的电网供电,可以减小谐波对系统和其他用电设备的影响。(2)提高电动汽车充电机抗谐波干扰能力,改进充电机设备性能使其在谐波环境中能正常工作。从主动治理方面来说,虽然电动汽车充电站并网运行时会带来电能质量问题,但如果实现有序充电也能够改善电能质量。有序充电指电动汽车以可控负荷的形式参与电网调控,其作为有效规避电动汽车大规模充电对电网造成负面影响的重要手段受到了广泛关注[35]。文献[36]的研究结果表明,有序充电可改善电网的节点电压水平,并降低网络损耗。文献[37]基于已有配电网络和常规用电约束,优化电动汽车大规模接入情况下的充电功率,使之能最大限度地利用已有配电网,提高配网运行的经济性。文献[38]以网损和充电成本最小为目标,基于网损灵敏度选择优先充电的电动汽车,提出了电动汽车实时有序充电控制策略,该策略可有效降低配电网的网损,并改善配电网的节点电压波形。
此外,电动汽车作为分布式的储能装置,可以通过协调控制其充放电过程,使之在系统负荷高峰时放电,低谷时充电,实现系统的削峰填谷。文献[39]较早地分析了电动汽车作为系统调峰电源的经济效益。从被动方面来说,主要是外加各种电能质量治理装备(无源电力滤波器,有源电力滤波器,混合型有源滤波器,静止无功补偿器,静止无功补偿器,动态电压恢复器)来改善电能质量。本文主要从被动治理方面着手治理电动汽车充电站的电能质量问题。
4.2 谐波抑制和无功补偿方法分析
目前传统的能够进行谐波抑制和无功补偿的设备主要有无源滤波器(PPF)、有源电力滤波器(APF)、混合型有源滤波器(HAPF)、静止无功补偿器(SVC)、静止无功发生器(SVG)、动态电压恢复器(DVR)等几种。下面将对主流方法的优点和缺点进行分析。
目前应用最为广泛的谐波治理措施是釆用PPF,它利用电感、电容元件的谐振特性,在阻抗分流回路中形成低阻抗支路,从而使流向电网的谐波电流大大降低。虽然PPF成本低,技术相对比较成熟,还可以补偿无功功率,但存在以下不足(1)谐波补偿频带窄。只能将特定的几次谐波消除,但对某些次谐波会产生放大作用。(2)过载能力小。滤波器负担随负载谐波电流的增大而增加,当负载谐波电流过大时,可能引起滤波器过载,造成滤波器损害,并引发事故。(3)适应性差。系统参数会对滤波特性产生较大影响,滤波效果会受到系统阻抗和频率变化的影响。(4)稳定性差。随着系统频率和阻抗的变化,串、并联谐振现象可能会在PPF与电网阻抗之间发生,此时,不但不能抑制谐波,反而会使谐波放大,造成滤波器过压过流,甚至损坏,使电网的稳定性受到严重的影响。(5)协调性差。有时难以协调滤波和无功补偿、调压要求。(6)装置笨重,体积大,有效材料消耗多。
针对PPF的缺点,随着技术的发展,各国学者提出了 APF来治理谐波。和PPF相比APF具有巨大的优势[41]:不仅能补偿各次谐波,还可以同时补偿无功功率、抑制闪变、调节三相不平衡电压等;滤波特性不受系统阻抗和频率的影响,可消除与电网阻抗发生串、并联谐振的危险,且对外电路的谐振具有阻尼作用;具有自适应能力,能对变化的谐波进行迅速的动态跟踪补偿;不存在过载问题,当负载谐波电流较大时,控制电路易实现限流保护以提高系统的安全性。虽然APF具有上述优点,但是APF容量小、造价高、不适合应用于中高压场合,因此限制了其应用与发展。
当前主要用于无功补偿的设备有同步调相机、SVC、SVG、DVR。其中同步调相机与空载运行的同步电动机类似,不输出有功功率,只进行无功功率的连续输出。优点是补偿容量大,适宜于无功需求大的场合;缺点是运行维护麻烦,不能满足快速调节的要求,因此目前己被逐步淘汰142]。静止无功补偿器是随着电力电子技术和微处理器的迅速发展和广泛应用而出现的一种能动态平滑补偿无功的1晶闹管控制电抗器(TCR)和晶闹管投切电容器(TSC)。一种或几种组成部件联合起来,就可以有不同的SVC形式。其特点是:具备正负连续调节无功的能力、性价比高,能够有效解决电压波动与闪变的问题,但工作过程中会向电网注入谐波[43]。由于SVC具有上述的缺点,近几年SVG逐步发展起来。静止无功发生器又称静止同步补偿器或静止调相机。SVG的原理和APF相似,它能依靠自身的检测环节检测出系统中需要的无功功率,然后通过自身的控制系统进行跟踪控制,并进行相应的无功补偿。SVG特点是响应速度快,占地面积小、适应能力强,没有噪声,运行维护方便、谐波含量少、具备较强的短时过载能力、在系统电压水平较低时它也能注入较大的无功电流,是一种先进、实用的无功补偿装置[44]。但是其成本较高,阻碍了其发展。(DVR)是近年来出现的D-FACTS装置,一般连接于电源与负荷之间。其特点是响应速度快,可以保证负荷侧电压波形为标准正弦,消除电压谐波和电压波动与闪变对负载的影响。但是其容量小,一般情况下只应用于低压配电网。
4.3 有源电力滤波器的分类
通过上述分析可知,由于APF具有多优点,已成为目前研究的一个热点,在不久的将来一定会广泛的应用。因此本文采用APF来治理电能质量。APF按不同的方法可以分为许多种如图4.1,下面将对各类APF—一进行介绍。【1】
如果按APF主电路PWM逆变器的类型可分为电压型(直流侧储能器件为电容)和电流型(直流侧储能器件为电感)两种[45]。电流型APF直流侧电感在工作过程中会一直流过电流,此电流会引起电感内阻产生较大损耗,产生的压降加大,不宜在大功率场合中应用。因此,目前投入实际应用的较少。电压型APF的直流侧电压在工作过程中基本不变,交流侧输出的是PWM电压波,优点是效率高、损耗低,技术相对成熟。目前得到应用大部分APF都是电压型。
如果按APF的拓扑结构可分为串联型、并联型和串-并联混合型三类[46]。其中串联型又可以分为单独使用型和与LC滤波器混合使用型两类。串联型APF的特点是:负载与APF通过串联方式接入电网,通过输出一个与谐波电压相反的补偿电压来抑制谐波造成的不利影响。同时也能对电压波动电压闪变进行调节和抑制。
但由于APF损耗大,保护电路复杂,限制了其应用。并联型可分为单独使用型、与LC滤波器混合使用型和注入电路型三类。其中LC滤波器混合使用型又可细分为与LC串联型和与LC并联型两类,注入电路型可细分为与LC串联谐振和与LC并联型谐振两类。单独使用型并联APF的特点是:负载与APF通过并联方式接入电网,相对于一个电流源,通过输出一个与谐波电流相反的补偿电流来抑制谐波电流造成的不利影响,保护电路比较简单。但要求的容量大是它的主要不足之处。
与LC滤波器混合使用型的特点是:补偿电流由APF和PPF两部分产生。其中,由APF产生的补偿电流主要消除次数较高的谐波,由PPF产生的补偿电流主要消除次数较低的谐波。与单独使用型并联APF相比,其APF容量低,克服了容量的高要求。但是工作过程中PPF与电网阻抗间可能发生谐振,在实际应用中必须避免这个现象,但这样就可能使控制电路变得复杂。注入电路式的特点是:利用PPF与电压的基波频率产生的谐振,使PPF支路承受了绝大部分基波电压,APF只承受很小一部分的基波电压,从而进一步降低了APF的容量,使APF的应用范围大大扩展,同时,避免了PPF与电网阻抗间可能发生的谐振。是未来发展的一个方向。
串-并联混合型APF (又称统一电能质量调节器)的特点是:利用一个直流侧电容同时控制串联型APF和并联型APF,使两者同时对谐波电流和电压进行补偿。被认为是目前解决电力系统电能质量最有效的方法。但是由于同时对串联型APF和并联型APF进行控制,因此其控制电路比较复杂,并且其成本与居高不下。目前处于理论研究过程中,实际应用较少。
根据APF电源相数可分为有单相电源APF和三相电源APF,而三相电源APF又可分为三相三线制APF和三相四线制APF两种[47]。
通过对上述各型APF特点的分析,又因为在本文中电动汽车充电站采用了三相电源。本文釆用了三相三线制电压型注入式混合型有源电力滤波器。
随着技术的不断进步,许多新型APF装置被研制出来。文献[48]提出一种新型多电平APF,虽然提高了 APF的容量,但控制过程比较复杂,可靠性要求很高。
文献[49]提出一种大容量并联有源电力滤波器,虽然,提高了容量,适用于大功率场合,但是成本高,控制复杂。文献[50]利用一种HAPF来治理谐波,虽然该滤波器兼具PPF和APF的优点、治理效果较好,也可以补偿无功。但是PPF部分没有针对电动汽车充电站谐波的特点进行专门的设计,在谐波与无功检测过程中采用了传统的算法,计算量大、检测精度低、实时性差,并利用了传统规则采样法进行PWM调制,计算量大,调制精度低。针对上述缺点,本文设计了一种注入式HAPF,在控制过程中采用了改进型d-q算法和改进型规则采样法,减小了计算量,提高了谐波和无功检测速度、精度和PWM调制精度。
4.4 混合型有源电力滤波器的基本结构
HAPF的并网结构图如图4.2,由图4.2分析可知HAPF是由APF与PPF并联混合而成,由电容进行无功补偿,APF和PPF共同抑制谐波。PPF部分由多个单调谐滤波器构成,在考虑到电动汽车充电站谐波的特点前提下,在PPF支路上设计了 5次、7次、11次滤波支路。APF用于滤除电网的部分谐波并阻止电网阻抗与PPF之间的谐振。输出滤波器采用LC低通滤波器,用以滤除电压型逆变器开关器件产生的高频毛刺。变压器一方面可以实现APF和PPF部分的电气隔离,另一方面可以根据APF和PPF的电流电压等级来选择适当的变压器变比,来满足APF和PPF的电流电压匹配。由于电感15和电容C52对基波谐振的特性,使基波电流全部流入PPF部分,APF不承受基波电压及基波电流,从而减少了 APF的容量,降低了有源谐波补偿系统的投资,提高了系统的性价比,达到APF实用化及治理电能质量的目的。【2】
4.5 混合型有源电力滤波器的工作原理
图4.2中的HAPF的单相等效电路如图4.3(a)。这里假设APF是一个受控电压源Fi,谐波源电动汽车充电站是一个电流源/l。图中,C51、C52、Ls、Ci、Li . Cn .Ln分别为无源滤波器5、7、11次滤波支路上的电容和电感。图3.3 (b)为仅考虑电网谐波电流分量时的等效电路图,Zs为电网阻抗、Zpe为电容C51的阻抗、Zfl为C52和is的串联阻抗、ZL为7次和11次滤波支路等效阻抗。【3-4】
由式(4.6)可得,若hh、为定值,K增大,/%将减小。若/:值接近于无穷大时,绝大多数的负载谐波将流入PPF,可取得很好的滤波效果。当不考虑系统电压畸变引起的谐波电流时,即令Fsa=0时,由式(4.7)可得,对于/s;;而言,图4.3 (a)和图4.3 (C)是等效的。由图4.3 (c)可得,这相当于一个纯电阻尺串接在电网支路上,此时,PPF支路上必然流入更多的谐波电流。若/:>:>|Zi:c|,LC滤波器将流入由负载产生的谐波电流。若/:>〉|zy,则决定了滤波特性。同时,K还能够达到阻尼Z's和Zpe发生并联谐振的效果。
4.6 混合型有源电力滤波器控制系统的结构
HAPF的控制部分由两个控制器构成,控制器1实现电网电流的采样、谐波、无功电流的检测、分析及控制信号计算等功能,控制器2则完成PWM的控制,并产生PWM脉冲信号来实现对逆变器的控制,这样由“控制器1”和“控制器2”完成了图4.4所示的有源电力滤波器的控制过程。【5】
首先用高速A/D采样卡将三相电流/s采入到控制器,然后进行谐波电流和无功的检测。在谐波和无功电流检测过程中采用了一种新型基于d-q坐标变换的方法,检测出谐波与无功电流后,再通过PI控制器就可以得到APF输出补偿电压的指令信号R=KIsh。只要采用跟踪型PWM技术控制逆变器,并将t/c作为调制信号,就可以使逆变器输出%,得到需要的电压波形。本文采用了改进型规则采样法[52]来产生PWM控制信号,和传统方法相比调制精度大大提高。这样,就得到了 PWM控制信号的脉宽数据。然后,将PWM脉宽数据发送给控制器2,由控制器2产生PWM控制信号,实现对逆变器的控制。
4.7 传统谐波和无功检测方法分析
为了更好的进行谐波抑制和无功补偿,在谐波和无功电流检测过程中必须精确的检测出谐波和无功电流。目前应用的谐波和无功检测方法主要有基于频域分析的傅立叶变换(FFT)检测法、基于三相瞬时无功功率的谐波检测方法、自适应谐波检测方法、基于Fryze功率定义的检测方法、基于模拟带通或带阻滤波器的检测法。下面将对这些算法的特点进行分析。
(1)基于模拟带通或带阻滤波器的检测法[53]:该方法是最先应用于谐波电流检测的方法,为了得到谐波电流分量,会用50Hz的带通或带阻滤波器将负载电流中的50Hz基波分量分离出来。这种检测方法的优点在于电路结构简单、造价低、调整起来非常方便。但是,该方法也存在许多缺点:滤波器产生的相移会引起致输出信号畸变,导致补偿效果不佳;元件参数对滤波器的中心频率影响很大,得到的幅频、相频特性不理想;检测精度会受电网频率波动的影响,检测出的谐波电流中含有的基波分量过多,导致APF的补偿容量增加;不能分离基波有功和无功电流。由于存在上述缺点,该方法目前应用己经不多。
(2)基于Fryze功率定义的检测方法[54]:该方法是将负载电流分解为与电网电压波形一致的有功电流分量和广义无功电流分量两个正交分量。该方法的缺点是必须将负载的有功功率和电网电压的有效值计算出来,并存在超过一个工频周期的时间延迟,所以负载频繁变化的场合不宜采用该方法。并且,该方法不能从总的电流中将谐波电流和基波无功分离出来。因此,该方法无法应用于需要分别补偿谐波电流和基波无功电流的场合。
(3)基于频域分析的傅立叶变换(FFT)检测法目前,进行谐波和无功分量检测时采用FFT的方法是比较普遍的方法。电流中各次谐波分量可以通过对采样电流信号进行FFT分析来得到。用FFT分析检测谐波所引起的延时也随着数字信号处理(DSP)芯片运算速度的提高而越来越小,实时性得到了很大提高。但是,该方法是在FFT分析的基础上建立起来的,如果信号不具有周期性,会引起较大误差。而且,该方法计算量比较大,需要进行FFT变换及反变换。非同步采样误差会随着电网电压畸变或者频率摄动的增大而增加,会造成频谱泄漏效应和栅栏效应,不能达到要求的检测精度。
近年来,对改进的FFT谐波检测方法研究越来越多,主要包括:通过加窗算法修正FFT;修正理想采样频率法;双峰谱线修正算法。除了上述几种改进方法,还有很多其它改进的方法,由于应用的不广泛,因此不再详细介绍。
(4)自适应谐波检测方法[56]。该方法利用信号处理中的自适应噪声对消原理,将电网电压作为参考输入,负载电流作为原始输入,将负载电流中与电网电压波形相同的有功分量进行消除,从而得到所有谐波与无功电流之和。按照这种原理构成的系统是一个闭环连续调节的检测系统,所以其运行特性几乎与元件参数无关,不依赖于器件特性;检测系统在电网电压发生波形畸变以及频率波动的情况下仍能正常工作,自适应能力良好,能对检测信号进行较好地跟踪并且精度较高,但其动态响应速度比较慢,限制了其应用。
(5)瞬时无功功率检测方法这种方法适用于三相系统,不过采取一些措施(如在单相信号的基础上,根据三相对称的特点,构造出三相信号)后,也可以适用于单相系统,该方法通过计算负载的瞬时功率,它包括直流分量和脉动分量,结合一定长度的历史数据分离出脉动分量,按在三相内平均分配原则,计算出所需要的参考信号。经过不断改进,主要包括^/-9法、;?-^法以及/0、法。文献[58]对p-g法以及/p-/,法这种方法进行了对比研究,结果表明:当电源电压对称无畸变、负载电流对称时,两种方法都能准确地检测出基波电流有功分量、无功分量和谐波电流分量;当电源电压和负载电流均畸变对称时,运算方法仍能准确地检测出谐波电流,而p-q运算方法就存在误差。当三相电压或三相电流不对称时,直接应用方法或p-q运算方法都存在检测误差,不能实现无功电流的完全补偿。而基于同步旋转坐标变换的法可在电网电压不对称、畸变的情况下精确的检测出谐波电流,其优点是当电网电压对称且无畸变时,各电流分量的检测电路比较简单[59]。
(6)其他算法:主要是指随着自动化技术和人工智能技术发展起来的各种优化算法和预测算法。它们也可以计算谐波和基波无功分量,如小波变换法、神经网络法等。虽然这些智能算法计算精度较高、响应速度较快,但不容易实现。
通过对上述各种谐波和无功检测算法的分析我们可知:基于瞬时无功功率的检测方法受电源频率变化的影响最小,能更好地协调检测精度和实时性之间的矛盾,在APF中应用最广泛、最成熟,因此本文采用基于瞬时无功功率的检测方法。
下面将对这种方法进行分析。
4.7.1 p-q法分析
p-g检测法的原理框图如图4.5,是在系统电流含有谐波分量但电网电压为基波正序电压的情况下所采用的算法,根据公式算出瞬时有功功率;7和无功功率&再令;7、g通过低通滤波器(LPF),由此可计算出瞬时有功功率、无功功率的直流分量7、q,直流分量7、?是由基波正序电压和基波正序电流作用产生的。所以,由;^、?经过下式的反变换就可计算出被检测电流/。、ib、丨。的基波正序分量V、V。【6】
其中：【7】
该方法当系统三相电压对称不含谐波时,同样可迅速、准确地检测出被检电流中的谐波分量和无功分量,但是当系统电压波形发生畸变时,由于均含有谐波,并且;&不仅是基波电流与基波电压相作用的结果,而且还包含其它同次谐波的电流和电压相作用的结果,因此计算出的/<、v> f《也将含有谐波,从而影响谐波检测的精度,并且检测结果的精度随着电压波形畸变而降低。此外,在硬件电路实现上,/7-彳方法需要10个乘法器和2个除法器,计算量大。
4.7.2 ip-iq 法分析。。ip-iq 算法电流谐波检测的控制框图如图4.6。【8】
推导过程如下[6<^]:首先利用PLL锁相环节获得与电网A相电压同频同相位的正弦信号sine;?和对应的余弦信号cos?A通过矩阵将电流从a-b-c静止坐标系变换到d-q-0旋转坐标系。其中:【9】
谐波电流值可通过含谐波的电流与基波电流差值得到如式(4.16)所示。如果想实现谐波和无功的同时补偿,只需将计算链条断开即可,当只检测负载的无功电流则只需对进行反变换即可得到。需注意所有补偿电流应该是经过反相之后的检测电流。【10】
由于算法需要提取电网电压的相位信号计算出正弦信号sine;/和余弦信号003^??参与运算,所以在电网电压发生畸变时,如果锁相程序跟踪精度不够则会影响到计算出的角度信息,进而影响谐波提取算法的运算结果。而且大量的矩阵运算也会产生相应的延时,降低系统反应速度。在硬件电路实现上,ip-iqim需要8个乘法器和相应的同步三相正、余弦信号发生器。该检测方法推动了 APF的迅速发展,在APF中得到了广泛的应用。但是,这种方法使用了很多模拟乘法器,计算量较大,调整困难,对参数依赖性大,计算精度很难保证。而且,该方法一般只适用于三相平衡电路系统。当电网电压有波形畸变时,检测精度较差。
4.7.3 d-q算法分析
通过对上述基于瞬时无功功率的谐波检测方法的分析,本文采用了 d-qmk。与p-q法以及法相比,基于d-q变换检测方法的优点在于可以消除电压谐波和不对称电压的影响,而且将基波分量在d-q坐标中变换到零频率处,用低通滤波器提取基波信号可以消除模拟滤波器的相位问题,且不会造成对有些频率分量的增大或衰减,并且其物理意义清晰、计算量较小、实时性较好。
变换是在d-q-O坐标变换(即着名的Park变换)的基础上简化而来的,其实质是通过Park变换将a-b-c坐标系下三相电压、电流转换到d-q-0坐标系下,从而有利于提取电流基波正序分量[61]。设三相电压为:【11】
从上式可见a-b-c坐标下的电流经过d-q-0变换后,第/7次的正序分量变成d-q-0坐标系下的第次分量;第《次的负序分量变成d-q-0坐标系下的第《+1次分量而基波正序分量在d-q-0坐标系下对应的是直流分量。因此通过d-q-0变换先将三相电流变换到d-q-0坐标下,然后滤除其中的正弦分量,分离出相应的直流分量,再将该直流分量进行Park反变换就可以还原得到三相基波的正序分量。
并且,通过式(4.20)可知,三相电流中的基波正序分量变为轴和9轴上的直流分量和值为零的零轴分量,即对于基波电流正序分量而言零轴是不起作用的。因此,可以将d-q-0变换简化为变换。即令:【12】
图4.8所示为坐标系检测法控制框图。把满足/?+/,+/。==0的三相电流/?、h、经过3/2变换得到/?、ip。用与A相电网电压e,同相位的正弦信号sin放和对应的余弦信号cos?/进行转换计算。【13】
经不含零序分量的Park变换得到、iq,再经过低通滤波器(LPF)滤波得/d、的直流分量5、1,其中厂、▽是由基波正序分量(、i,、(产生的,所以,由减去其直流分量即可计算出ib、的负序分量和谐波分量。该方法由于没有直接使用系统电压信息,只是将系统电压通过数字锁相环(PLL)和正弦信号发生器构造正弦和余弦函数,以实现在与三相基波电流的合成矢量同步的旋转坐标系下的Park变换。可见采用这种方式后,检测结果的准确度不受系统电压畸变的影响。同时采用这种算法时谐波提取是在坐标轴下完成,无需进行反变换,因此降低了计算量并节省了运算时间。但是此检测方式对相位的检测精度要求较高,即由正余弦函数合成的矢量应当与三相电压基波正序分量的合成矢量同相位。
若相位检测有误,则基波正序有功和无功分量的检测精度也将因出现的相位差而有所降低。为了提高基波有功和无功分量检测精度,本文采用了一种改进型d-q算法。
4.8 改进型d-q算法分析
经过传统算法后,可以得到基波正序电流检测的流程。但是,只有得到基波电压与基波电流之间的相位关系,才能将基波正序电流分量的无功分量分离出来。为此,本文提出利用改进型基于^/-《坐标变换的方法进行谐波电流和无功的检测。改进型法的原理框图如图4.9。【14】
式(4.24)中表示基波正序有功电流的分解向量,^>,.1表示基波正序电流分量的初相位,表示基波正序电压分量的初相位。由图4.6可知,将三相电流与电压分别通过变换,然后到的再将经低通滤波器所得直流分量,通过式(4.24)就可以得出基波正序有功电流的^/轴和^轴分量,再经过^/-^反变换即可得到电流中的基波正序有功电流,用总的电流减去基波正序有功电流即可得到需要补偿的谐波与无功电流分量。这样通过新型^/-9算法就可以实现谐波与无功电流的检测,并且检测精度大大提高。通过分析可知,改进型^/-《算法具有以下特点:
(1)在改进型^/-《算法中在不知道电流和电压之间的相位差的情况下,只需要对电流进行检测运算,即可补偿谐波电流;(2)在改进型^/-9算法中只需要将式(4.21)中的《/改为《份/,即可检测《次谐波的正序电流分量;(3)在改进型算法中只需要将式(4.21)中的271/3用-2;t/3代替,即可检测《次谐波的负序电流分量。
根据上述分析可知:本文所提出的改进型电流检测算法能够对谐波与无功电流进行较为精确的检测,并且在检测谐波电流时只需要对电流信号进行坐换即可;同时该方法经过变形后完全可以应用于《次谐波的正序及负序分量的检测。该检测算法对于有源滤波装置的研究与应用具有一定的参考价值。
最后,根据以上改进型算法的原理在Matlab软件里搭建了改进型算法的仿真模块如图4.10。【15】
4.9 传统规则采样法分析
进行完谐波检测后就要进行PWM调制。目前,三角波调制法和滞环比较法为最常用的产生跟踪型PWM控制信号的方法。通常,为了消除逆变器输出电压中的开关毛刺,需要在逆变器输出端加上低通滤波器。当釆用滞环比较法进行控制时,则不能固定开关器件的开关频率,导致设计低通滤波器时比较困难所以,本文采用三角波调制法。三角波调制法有自然采样法和规则釆样法等几种。自然采样法计算量大,难以用数字方法实现,在实际工程中应用的不多[63]。因此,本文采用了规则采样法。
传统规则采样法原理图如图4.11,在1个三角波的周期内,作垂直于载波谷底F点垂线与时间轴相交于?1点,将这个点作为采样点,延长垂线与调制波相交于点A,过A点作与时间轴平行的直线,直线与三角波相交于两点,B点和C点,将点C左侧三角波峰值点设为E点,过E点作与时间轴平行的直线并与FA延长线交于D点。分析图形可知AFCA?AFED,令Um/US为调制比以M替代可得:【16-17】
通过上述对传统规则采样法的分析可以得出:传统规则釆样的基本思路是使SPWM波的每个脉冲均以三角载波中心线为轴线对称,因此在只知道1个采样点的情况下就可确定2个开关切换点时刻。但是,其缺点是调制精度不如自然采样法高,所以为了进一步减小计算量,提高调制精度,本文采用了一种新的改进型规则釆样法。
4.10 改进型规则采样法分析
改进型规则采样法原理图如图4.12所示。将三角波的周期设为r,在?和/,+r这两个相邻时刻得到调制信号釆样点点j和点B,过点J和点B的直线和三角波相交于点C和点D‘在点C和点￡)应的时刻〖1、h分别对功率开关器件的通断进行控制。三角波的幅值//、周期r和每个周期的釆样时刻〖,+都是确定的,设Si和而,为调制信号J点和5点的值,那么线段AB的方程为:【18】
从上述分析结果可知:改进型规则釆样法的计算简单、调制精度高、大大提高了系统的控制精度。这样,就得到了 PWM控制信号的脉宽数据。然后,将PWM脉宽数据以串行通信的方式发送给控制器,由控制器产生PWM控制信号来控制逆变器。
最后,根据以上改进型采样法的原理在Matlab软件里搭建了PWM脉冲发生模块如图4.13。【19】
4.11 仿真分析
为了进一步验证改进型d-q法和改进型规则采样法的可行性和优越性,本文利用Matlab软件搭建了仿真模型,分别采用传统控制方法和改进控制方法进行了仿真,并对仿真结果进行了分析。采用传统控制方法的单相电流波形和频谱图如图4.14。采用改进控制方法的单相电流波形和频谱图如图4.15。通过上述仿真数据可以得出:采用改进型d-q法和改进型规则采样法后,谐波电流总畸变率由9.91%下降到了 5.07%,从而验证了改进法和改进规则釆样法的先进性和可行性。【20】
4.12 本章小结
本章介绍了几种传统电能质量治理设备的特点,对APF进行了分类,对各类APF的特点进行了分析。在考滤经济性和有效性的前提下,选择了一种三相三线制电压型注入式HAPF来治理电动汽车充电站的电能质量。并对HAPF的基本结构和工作原理进行了重点分析。分析了 HAPF的控制过程,介绍了几种传统的谐波和无功检测方法,针对传统方法的缺点,利用改进型算法来检测谐波和无功。该方法计算量小、实时性好、检测精度高。并在PWM调制过程中釆用了改进型规则采样法,和传统规则采样法相比,该方法计算简单、速度快、精度高。最后进行仿真,仿真结果验证了改进型控制方法的有效性和先进性。
